Как рассчитать резонансный импульсный блок питания. Построение высокоэффективных квазирезонансных источников питания с синхронным выпрямлением на основе контроллеров Renesas HA16163. Коммутационный способ возбуждения параметрического резонанса электрическ

Обычно я придерживаюсь принципа, что чем меньше в схеме деталей, чем она проще, тем она надежнее. Но данный случай - исключение. Те, кто проектировал и собирал схемы мощных повышающих преобразователей напряжения с 12 / 24 вольт на 300 (например), знают, что классические подходы тут работают плохо. Слишком велики токи в низковольтных цепях. Использование схем с ШИМ приводит к возникновению коммутационных потерь, которые моментально перегревают и выводят из строя силовые транзисторы. Внутреннее сопротивление силовых ключей является серьезной помехой применению схем с конструктивным ограничением коммутационных потерь, таких как мостовые и полумостовые схемы.

Приведенная схема основана на разделении функции повышения напряжения и его стабилизации в разных каскадах. При таком подходе мы получаем возможность самый проблемный блок - инвертор - заставить работать в резонансном режиме при минимальных потерях на силовых ключах и выпрямительном мосте в высоковольтной части схемы. А стабилизация выходного напряжения осуществляется в блоке СТ , который собран по простой повышающей топологии. Сейчас его схема не приводится, о нем будет отдельная статья. С его выхода снимается стабильное нужное напряжение.

Принципиальная схема резонансного преобразователя напряжения

К сожалению в статьях периодически встречаются ошибки, они исправляются, статьи дополняются, развиваются, готовятся новые. Подпишитесь, на новости , чтобы быть в курсе.

Если что-то непонятно, обязательно спросите!
Задать вопрос. Обсуждение статьи. сообщений.

Здравствуйте! Не подскажете, при входном питании 29-30 вольт надо пересчитыват ь трансформатор или подойдет вариант 24в? И еще вопрос - сердечники нашлись у меня без зазора, материал не известен - это принципиально? ...

Преобразователь однофазного в трехфазное. Конвертер одной фазы в три. ...
Схема преобразователя однофазного напряжения в трехфазное....

Бесперебойник своими руками. ИБП, UPS сделать самому. Синус, синусоида...
Как сделать бесперебойник самому? Чисто синусоидальное напряжение на выходе, при...

Колебательный контур. Схема. Расчет. Применение. Резонанс. Резонансная...
Расчет и применение колебательных контуров. Явление резонанса. Последовательные...

Как сконструировать повышающий импульсный преобразователь. Как выбрать частоту р...

Схема импульсного блока питания. Расчет на разные напряжения и токи....

Преобразователь однофазного напряжения в трехфазное. Принцип действия,...
Принцип действия, сборка и наладка преобразователя однофазного напряжения в трех...

Зарядное устройство. Импульсный автомобильный зарядник. Зарядка аккуму...
Схема импульсного зарядного устройства. Расчет на разные напряжения и токи....

Расчет силового резонансного фильтра. Рассчитать онлайн, он-лайн, on-l...
Как получить синусоидальное напряжение на выходе при входном напряжении сложной...

Технология MICOR. Новое поколение источников питания на основе явления резонанса

Метод, использующий широтно-импульсную модуляцию (ШИМ), является ответом на поиски практически совершенного стабилизированного источника питания. Известно, что в импульсном источнике ключ либо включен, либо выключен и управление осуществляется с нулевым рассеянием мощности, в отличие от линейного стабилизатора, где стабилизация происходит из-за рассеяния мощности в проходном элементе. В реальных условиях ШИМ дает разумный подход к переключению без потерь за счет более низкой частоты переключения, например в диапазоне 20–40 кГц. Если посмотреть на ситуацию с другой стороны, можно сказать, почему этот частотный диапазон так долго был популярен.

От самого начала стабилизации с помощью ШИМ конструкторы пытались продвигаться в сторону более высоких частот, поскольку при этом можно уменьшить размеры, вес и стоимость магнитного сердечника и конденсаторов фильтра.

При высокой частоте переключения появляются и другие преимущества. Используя более высокие частоты, можно ожидать уменьшения радиопомех и электромагнитных шумов; меньших проблем при экранировке, развязке, изоляции и ограничении в схеме. Можно также ожидать более быстрого срабатывания, а также снижения выходного сопротивления и величины пульсаций.

Главным препятствием на пути применения более высоких частот были практические трудности создания быстрых и достаточно мощных переключателей. Из-за того что невозможно дости чь мгновенного включения и выключения коммутатора, на нем во время переключения имеется напряжение и одновременно через него протекает ток. Другими словами, трапецеидальные, а не прямоугольные колебания характеризуют процесс переключения. Это, в свою очередь, приводит к потерям переключения, которые сводят на нет теоретически высокий КПД идеального коммутатора, который мгновенно включается, имеет нулевое сопротивление во включенном состоянии и мгновенно выключается. На рис. 1 сравниваются ШИМ и режим переключения в резонансном режиме, который будет рассмотрен подробнее.

Из сказанного выше очевидно, что на идеальном переключателе не должно быть никакого падения напряжения, в то время когда он включен. Все эти рассуждения говорят о том, что высокий КПД был труднодостижимой задачей, особенно при высоких частотах переключения до тех пор, пока не был достигнут прогресс в создании импульсных полупроводниковых приборов.

Следует указать также, что одновременно был необходим прогресс в создании других устройств, таких, как диоды, трансформаторы и конденсаторы.

Надо отдать должное работникам всех областей техники: частота переключения при использовании ШИМ была повышена до 500 кГц. Тем не менее на высоких частотах, скажем на частоте 150 кГц, лучше рассмотреть другой метод. Итак, мы приходим к резонансному режиму работы источника питания.

Стабилизированный источник питания, использующий резонансный режим, действительно представляет собой большой скачок вперед в развитии технологии. Хотя надо сказать, что использование резонансных явлений в инверторах, преобразователях и источниках питания предшествует эре полупроводников. Оказалось, что при использовании резонансных явлений часто удавалось получать хорошие результаты.

Например, в первых телевизорах необходимые высокие напряжения для кинескопа получали с помощью радиочастотного источника питания.

Это был работающий на частоте от 150 до 300 кГц генератор синусоидальных колебаний на электронной лампе, в котором повышение переменного напряжения достигалось в резонансном радиочастотном трансформаторе. По существу, подобные схемы все еще используются для создания напряжений, по крайней мере нескольких сотен тысяч вольт для различных промышленных и научно-исследовательских целей. Более высокие напряжения часто достигаются благодаря совместному применению резонансного режима работы и диодного умножителя напряжения.

Давно известно, что резонансные выходные цепи инвертора стабилизируют работу электродвигателей и сварочного оборудования. Обычно в разрыв провода, ведущего от источника постоянного напряжения к инвертору, включалась катушка с большой индуктивностью. При этом инвертор ведет себя по отношению к нагрузке как источник тока, что дает возможность легче соответствовать условию существования резонансных явлений. В этом случае существующие тиристорные инверторы правильнее назвать квазирезонансными: колебательный контур периодически подвергается ударному возбуждению, но непрерывные колебания отсутствуют. Между импульсами возбуждения колебательный контур отдает запасенную энергию в нагрузку.

Из сказанного выше ясно, что широкое использование резонансного режима работы началось после создания специализированных ИС управления. Эти ИС освободили конструкторов от проблем со сбоями, которые неизбежно сопутствуют стремлению использовать резонансный режим на частотах несколько сот килогерц или несколько мегагерц, где малые размеры компонент могут дать заметное сокращение габаритов, веса и стоимости.

В 2010 году нашими специалистами на резонансной системе работы был создан ряд сварочных машин для ручной дуговой сварки: Handy-190, Handy-200, X-350 Шторм (рис. 2).

В настоящее время на основе такой технологии конструируются машины для полуавтоматической и автоматической сварки (рис. 3).

Такое оборудование имеет ряд технологических преимуществ:

почти «идеальная» внешняя вольтамперная характеристика источника питания, более эластичная и мягкая дуга благодаря резонансной структуре управления;
уверенное зажигание и комфортная сварка для всех типов электродов;
значительно более высокий КПД (более низкое потребление электроэнергии);
возможность более точного управления переносом капли за счет мгновенной (1,5 МГц) реакции схемы управления на внешние возмущения (дуги), а как следствие – значительное уменьшение разбрызгивания, стабильное горение сварочной дуги во всех пространственных положениях.

Рис. 1. Осциллограммы, показывающие разницу между ШИМ (слева) и резонансным режимом (справа). При ШИМ потери переключения появляются из-за одновременного протекания тока через коммутатор и наличия напряжения на нем.

Обратите внимание, что эта ситуация отсутствует при резонансном режиме работы, который для стабилизации напряжения использует частотную модуляцию (ЧМ)

Рис. 2. Handy-190 Micor

Рис. 3. Основная схема резонансного преобразователя

Использование: разработка высокочастотных импульсных источников питания. Сущность изобретения: источник питания держит ключевой транзисторный преобразователь 1 напряжения, выполненный в виде полумостовой схемы на транзисторах 4,5 и конденсаторах 6,7 и блок 25 управления частотой, выполненный в виде последовательно соединенных узла 26 преобразования напряжения в сопротивление и узла 27 преобразования сопротивления в частоту. В выходной цепи преобразователя 1 включен резонансный контур, выполненный на дросселе 8 и конденсаторах 9, 10. Стабилизация изменения рабочей частоты преобразователя 1 в зависимости от изменения выходного напряжения. Формирование специальной формы базового тока транзисторов 4, 5 с помощью блока 25 и цепочек, выполненных на элементах 15-22, снижает потери как при включенном, ток и при выключенном транзисторах 4, 5 преобразователя 1. 3 з.п. ф-лы, 3 ил.

Изобретение относится к электротехнике и может быть использовано при разработке высококачественных импульсных источников питания. Известен импульсный стабилизатор напряжения, содержащий двухтактный полумостовой преобразователь напряжения, входом соединенный со входными выводами, а выходом через выпрямитель и фильтр с выходными выводами, широтно-импульсный модулятор, выходы которого подключены к управляющим входам двухтактного полумостового преобразователя напряжения, генератор прямоугольных колебаний, формирователь пилообразного напряжения, источник опорного напряжения и два транзистора (1). В известном устройстве решена техническая задача повышение КПД за счет использования для сравнения в широтно-импульсном модуляторе переменных напряжений: прямоугольного опорного и пилообразного, пропорционального входному напряжению. Получение таких напряжений и их сравнение требует меньше энергетических затрат. А использование тока источника опорного напряжения одновременно для управления транзисторами двухтактного полумостового преобразователя напряжения, наряду с применением пассивного ШИМ, дополнительно повышает КПД. Источники питания с ШИМ в настоящее время являются превалирующими. Однако они характеризуются слишком высокими потерями, поскольку относятся к схемам с так называемым жестким переключением. При жестком переключении включенный транзисторный ключ выключается в момент, когда через него протекает ток, а выключенный транзисторный ключ включается, когда на нем имеется напряжение и поэтому, чем чаще этот ключ включается и выключается, тем больше потери. При этом время переключения транзистора (длительность включения или выключения) должно быть возможно меньше. Таким образом недостатком известного устройства являются высокие потери, т.е. низкий КПД. В идеале для того, чтобы потери были минимальными, транзисторный ключ должен выключаться в тот момент, когда ток через него равен нулю (переключение при нулевом токе) и включаться, когда напряжение на нем равно нулю (переключение при нулевом напряжении). В настоящее время наилучшим решением для высокочастотных импульсных источников питания является использование резонансных схем. В отличие от источников питания с ШИМ резонансных схем "смягчают" режим переключения и таким образом способствуют уменьшению потерь на переключение. В результате резонансные источники питания при одной и той же рабочей частоте обеспечивают более высокий КПД. Известен резонансный источник питания, содержащий ключевой транзисторный преобразователь напряжения, входом соединений с входными выводами и выполненный в виде полумостовой схемы, в выходной цепи которой включен резонансный контур, состоящий из соединенных параллельно последовательной цепи на дросселе и первом конденсаторе и второго конденсатора, причем параллельно первому конденсатору включена первичная обмотка выходного трансформатора, вторичная обмотка которого через выпрямитель и фильтр соединена с выходными выводами, и блок управления частотой, выходы которого подключены к управляющим входам ключевого транзисторного преобразователя напряжения, силовые выводы транзисторов которого шунтированы блокирующими диодами (2). Известный источник питания является аналогом, наиболее близким к предлагаемому изобретению по совокупности существенных признаков. Однако и известный источник питания обладает значительными потерями при переключении, за счет того, что блок управления частотой вырабатывает колебания прямоугольной формы и, следовательно, ток управления транзистора преобразователя также имеет прямоугольную форму. Технической задачей данного изобретения является снижение потерь при переключении транзисторов ключевого транзисторного преобразователя напряжения и снижение мощности, потребляемой блоком управления частотой. Технический результат, который может быть получен при использовании изобретения, заключается в повышении КПД резонансного источника питания. Поставленная техническая задача достигается тем, что в резонансном источнике питания, содержащем ключевой транзистор преобразователь напряжения, входом соединений с выходами выводами и выполненный в виде полумостовой схемы, в выходной цепи которой включен резонансный контур, состоящий из соединенных параллельно последовательной цепи на дросселе и первом конденсаторе и второго конденсатора, причем параллельно первому конденсатору включена первичная обмотка выходного трансформатора, вторичная обмотка которого через выпрямитель и фильтр соединена с выходными выводами, и блок управления частотой, выходы которого подключены к управляющим входам ключевого транзисторного преобразователя напряжения, силовые выводы транзисторов которого шунтированы блокирующими диодами, блок управления частотой выполнен в виде последовательно соединенных двух базовых резисторов и диода и на дополнительном конденсаторе, включенном между общей точкой резисторов и свободным выводом диода, при этом управляющие входы транзисторов через соответствующие цепочки формирования базового тока соединены с соответствующими управляющими входами ключевого транзисторного преобразователя напряжения, а узел преобразования сопротивления в частоту выполнен в виде парафазного мультивибратора на четырех логических инверторах, третьим и четвертым конденсаторах, на дополнительном транзисторе и трех резисторах, причем логические инверторы соединены попарно-последовательно, соответственно, первый со вторым и третий с четвертым, третий конденсатор включен между выходом первого и входом третьего логических инверторов, а четвертый конденсатор включен между выходом третьего и выходом первого логических инверторов, первый резистор включен параллельно выходу узла преобразователя напряжения в сопротивление, через второй и третий резисторы соединенному с выходами, соответственно, первого и третьего логических инверторов, выходы второго и четвертого логических инверторов соединены с первичной обмоткой дополнительного трансформатора, две вторичные обмотки которого использованы в качестве выходов узла преобразования сопротивления в частоту и выходов блока управления частотой, входом в качестве которого использован вход узла преобразования напряжения в сопротивление, подключенный к выходным выводам. Кроме того, узел преобразования напряжения в сопротивление выполнен на дополнительном транзисторе, выход которого использован в качестве выхода узла преобразования напряжения в сопротивление, переменном резисторе, использованном в качестве входа узла преобразования напряжения в сопротивление и четвертом резисторе, включенном между входом и выходом узла преобразования напряжения в сопротивление, причем, регулировочный вывод переменного резистора соединен с базой дополнительного транзистора. Логические инверторы могут быть выполнены на элементах 2И-НЕ. Для обеспечения запуска преобразователя напряжения, дополнительный трансформатор снабжен пусковой обмоткой, включенной в выходную цепь ключевого транзисторного преобразователя напряжения последовательно с резонансным контуром. Изобретение иллюстрируется чертежами, где на фиг. 1 представлена схема резонансного источника питания, на фиг. 2 форма базового тока транзисторов ключевого транзисторного преобразователя напряжения, на фиг. 3 его регулировочная характеристика. Резонансный источник питания (фиг. 1) содержит ключевой транзисторный преобразователь 1 напряжения, входом соединенный с выходными выводами 2, 3 и выполненный в виде полумостовой схемы на транзисторах 4, 5 и конденсаторах 6, 7, в выходной цепи которой включен резонансный контур, состоящий из соединенных параллельно последовательной цепи на дросселе 8 и первом конденсаторе 9 и второго конденсатора 10, выходной трансформатор 11, первичная обмотка которая подключена параллельно конденсатору 9, а вторичная -через выпрямитель 12 и фильтр 13 соединена с выходом ключевого транзисторного преобразователя напряжения, подключенным к выходным выводам, к которым подключена нагрузка 14, цепочки формирования базового тока, выполненные в виде последовательно соединенных базовых резисторов 15 и 16, 17, 18 и диодов 19 и 20, и на дополнительных конденсаторах 21 и 22, включенных между общей точкой резисторов 15, 16 и 17, 18 и свободными выводами диодов 19 и 20 соответственно, блокирующие диоды 23 и 24, шунтирующие силовые выводы транзисторов 4 и 5, блок управления частотой 25, выполненный в виде последовательно соединенных узлов преобразования напряжения в сопротивление 26 и узла преобразования сопротивления в частоту 27. Узел 27 преобразования сопротивления в частоту содержит парафазный мультивибратор на четырех логических инверторах 28, 29, 30, 31, третьем конденсаторе 32, четвертом конденсаторе 33, дополнительном трансформаторе 34 и трех резисторах 35, 36, 37, причем логические инверторы соединены попарно-последовательно, 28 с 29 и 30 с 31, третий конденсатор 32 включен между выходом логического инвертора 28 и входом логического инвертора 30, четвертый конденсатор 33 включен между выходом логического инвертора 30 и входом логического инвертора 28, первый резистор 35 включен параллельно выходу узла 26 преобразования напряжения в сопротивление, через второй резистор 36 и третий резистор 37, соединенные со входами, соответственно, логического инвертора 28 и логического инвертора 30, выходы логического инвертора 29 и логического инвертора 31 соединены с первичной обмоткой 38 дополнительного трансформатора 34, вторичные обмотки 39 и 40 которого использованы в качестве выходов узла 27 преобразования сопротивления в частоту и выходы блока 25 управления частотой. Логические инверторы 28, 29, 30, 31 могут быть выполнены, например, на элементах 2И-НЕ. В качестве входа блока 25 управления частотой использован вход узла 26 преобразования напряжения в сопротивление, выполненного на дополнительном транзисторе 41, выход которого использован в качестве выхода узла 26 преобразования напряжение в сопротивление, на переменном резисторе 42, использованном в качестве входа узла 26 преобразования напряжения в сопротивлении, и четвертом резисторе 43, включенном между входом и выходом узла 26 преобразования напряжения в сопротивление, причем регулировочный вывод переменного резистора 42 соединен с базой дополнительного транзистора 41. Вход блока 25 управления частотой соединен с нагрузкой 14. Для обеспечения пуска ключевого транзисторного преобразователя напряжения 1 дополнительный трансформатор 34 снабжен пусковой обмоткой 44, включенной в выходную цепь ключевого транзисторного преобразователя 1 последовательно с резонансным контуром. Питание парафазного мультивибратора осуществляют от отдельного источника питания и от источника опорного напряжения (элементы 45, 46) путем подачи на него напряжения с выхода выпрямителя 12 ключевого транзисторного преобразователя напряжения 1 через емкостной фильтр 47. Резисторы 48, 49, 50, 51 задают необходимый рабочий режим транзисторов 4 и 5. Резонансный источник питания работает следующим образом. При включении источника питания ключевой транзисторный преобразователь 1 напряжения возбуждается за счет положительной обратной связи пусковой обмотки 44 дополнительного трансформатора 34 и начинает генерировать низкочастотные импульсы. На вторичной обмотке выходного трансформатора 11 появляется напряжение, которое через выпрямитель 12 запитывает микросхему на логических инверторах 28.31 парафазного мультивибратора. Мультивибратор начинает генерировать высокочастотные импульсы, которые поступают через трансформатор 34 на цепочке формирования базового тока транзисторов 4 и 5. Благодаря формированию базового тока транзисторов 4 и 5 преобразователя 1 с помощью блока 25 управления частотой и цепочек формирования базового тока (элементы 15.22) достигается уменьшение потерь в транзисторах 4 и 5 при их переключении. В момент t 1 (фиг. 2) происходит включение транзистора 4 (включение при нулевом напряжении). При таком резком скачке базового тока уменьшаются потери при включении транзистора. Транзистор включен и насыщен в течение времени t 1 t 2 . При этом базовый ток линейно уменьшается до значения i б мин. при котором транзистор еще насыщен. При значении i б время рассасывания t рас транзистора при его выключении будет минимальным, что приводит к уменьшению потерь при выключении транзистора. В течение времени t 2 t 3 , когда базовый ток принимает отрицательные значения, время выключения транзистора за счет дополнительного уменьшения t рас. уменьшается, благодаря чему снижаются тепловые потери при выключении транзистора. Таким образом, благодаря формированию базового тока транзисторов 4 и 5 специальной формы (фиг. 2) уменьшаются потери как при включении, так и при выключении транзисторов преобразователя 1. Когда транзистор 4 включается, ток в дросселе 8 начинает постепенно нарастать. Этот ток равен сумме тока в первичной обмотке трансформатора 11 и зарядного тока конденсатора 9. Когда напряжение на конденсаторе 9 и первичной обмотке трансформатора 11 сравняется с входным напряжением, падение напряжения на дросселе 8 станет равным нулю, после этого энергия, запасенная в дросселе 8, начинает заряжать конденсатор 9. Через интервал времени, который задается собственной резонансной частотой контура, ток в дросселе 8 и, следовательно, в транзисторе 4 станет равным нулю. Затем ток через дроссель 8 изменит направление и конденсатор 9 начинает разряжаться, поддерживая протекание тока через диод 23. При этом транзистор 4 выключается (переключение при нулевом токе). Резонансный полупериод зарядки конденсатора 10 начинается после выключения транзистора 4 и заканчивается перед включением транзистора 5. Когда оба транзистора выключены, энергия передается от дросселя 8 к конденсатору 10. По мере зарядки конденсатора 10 напряжение на транзисторе 4 увеличивается, а на транзисторе 5 уменьшается. Когда напряжение на транзисторе 5 спадает до нуля, происходит его включение без потерь, при этом диод 24 обеспечивает возврат энергии, оставшейся в дросселе 8, обратно на вход резонансного источника питания. Следующий полупериод идентичен первому и начинается, когда выключится транзистор 5. Теперь напряжение на транзисторе 5 будет возрастать, а напряжение на транзисторе 4 уменьшаться, и когда оно спадет до нуля, происходит включение транзистора 4 без потерь. Как и в других резонансных источниках питания, изменение рабочей частоты преобразователя 1 приводит к изменению выходного напряжения, причем рабочая частота преобразователя 1 выше его резонансной частоты, а рабочая точка преобразования расположена на правом склоне резонансной кривой контура (фиг. 3) на ее прямолинейном участке. Стабилизация выходного напряжения осуществляется за счет подачи напряжения отрицательной обратной связи с нагрузки 14 в блок 25 управления частотой и формирования в этом блоке импульсов управления транзисторами 4 и 5 преобразователя 17. В блоке 25 управления частотой осуществляется преобразование напряжения в сопротивление с помощью узла 26, а затем преобразование сопротивления в частоту с помощью узла 27. Модуляция частоты происходит за счет изменения сопротивления резистора 35, шунтируемого транзистором 41. Резистор 35 и конденсаторы 32, 33 и резисторы 36, 37 выполняют функцию времязадающих элементов парафазного мультивибратора. При уменьшении выходного напряжения от значения U 0 до U 2 за счет увеличения тока нагрузки частота парафазного мультивибратора уменьшается со значения f 1 до значения f 3 (фиг. 3), при этом выходное напряжение преобразователя 1 увеличивается до значения U 1 и компенсируется уменьшение выходного напряжения источника. Таким образом, выходное напряжение резонансного источника питания останется неизменным. Аналогично происходит стабилизация выходного напряжения за счет уменьшения тока нагрузки. На резонансной (регулировочной) характеристике (фиг. 3) рабочая точка преобразования смещается по линии f 1 , f 2 , f 3: чем больше ток в нагрузке, тем ближе рабочая точка к частоте и наоборот, чем меньше ток в нагрузке, тем ближе рабочая точка к частоте f 2 . При очень больших точка нагрузки или коротких замыканиях в нагрузке рабочая точка преобразования смещается влево за резонансную частоту f p , уменьшая напряжение практически до нуля (точка f 4 , фиг. 3). При этом защита от коротких замыканий источника питания осуществляется без применения каких-либо дополнительных элементов. Предложенная схема выполнения блока управления частотой, в частности, его узла преобразования сопротивления в частоту, является очень экономичной, т.к. отличается малым потреблением мощности. Таким образом данное изобретение позволяет повысить КПД резонансного источника питания.

ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ

1. Резонансный источник питания, содержащий ключевой транзисторный преобразователь напряжения, входом соединенный с входными выводами и выполненный в виде полумостовой схемы, в выходной цепи которой включен резонансный контур, состоящий из соединенных параллельно последовательной цепи на дросселе и первом конденсаторе и второго конденсатора, причем параллельно первому конденсатору включена первичная обмотка выходного трансформатора, вторичная обмотка которого через выпрямитель и фильтр соединена с выходом ключевого транзисторного преобразователя напряжения, подключенным к выходным выводам, и блок управления частотой, выходы которого подключены к управляющим входам ключевого транзисторного преобразователя напряжения, силовые выводы транзисторов которого шунтированы блокирующими диодами, отличающийся тем, что блок управления частотой выполнен в виде последовательно соединенных узла преобразования напряжения в сопротивление и узла преобразования сопротивления в частоту, в качестве транзисторов ключевого транзисторного преобразователя напряжения использованы биполярные транзисторы, базовые цепи которых снабжены цепочками формирования базового тока, выполненными в виде последовательно соединенных двух базовых резисторов и диода и на дополнительном конденсаторе, включенном между общей точкой базовых резисторов и свободным выводам диода, при этом управляющие входы транзисторов через соответствующие цепочки формирования базового тока соединены с соответствующими управляющими входами ключевого транзисторного преобразователя напряжения, а узел преобразования сопротивления в частоту выполнен в виде парафазного мультивибратора на четырех логических инверторах, третьем и четвертом конденсаторах, на дополнительном трансформаторе и трех резисторах, причем логические инверторы соединены попарно-последовательно, соответственно первый с вторым и третий с четвертым, третий конденсатор включен между выходом первого и входом третьего логических инверторов, а четвертый конденсатор включен между выходом третьего и входом первого логических инверторов, первый резистр включен параллельно выходу узла преобразования напряжения в сопротивление, через второй и третий резисторы соединенному с входами соответственно, первого и третьего логических инверторов, выходы второго и четвертого логических инверторов соединены с первичной обмоткой дополнительного трансформатора, две вторичные обмотки которого использованы в качестве выходов узла преобразования сопротивления в частоту и выходов блока управления частотой, входом, в качестве которого использован вход узла преобразования напряжения в сопротивление, подключенного к выходным выводам. 2. Источник питания по п.1, отличающийся тем, что узел преобразования напряжения в сопротивление выполнен на дополнительном транзисторе, выход которого использован в качестве выхода узла преобразования напряжения в сопротивление, переменном резисторе, использованном в качестве входа узла преобразования напряжения в сопротивление, и четвертом резисторе, включенном между входом и выходом узла преобразования напряжения в сопротивление, причем регулировочный вывод переменного резистора соединен с базой дополнительного транзистора. 3. Источник питания по пп.1 и 2 отличающийся тем, что логические инверторы выполнены на элементах 2И-НЕ. 4. Источник питания по пп.1 3, отличающийся тем, что дополнительный трансформатор снабжен пусковой обмоткой, включенной в выходную цепь ключевого транзисторного преобразователя напряжения последовательно с резонансным контуром.

В верхней крыше блока питания расположен 135-миллиметровый вентилятор Protechnic MAGIC MGT13512XB-O25 ZP "series A" с следующими техническими характеристиками:

Напряжение питания 12 вольт;
Ток потребления не более 0.38 А;
Скорость вращения 1800 оборотов в минуту;
Воздушный поток 100 cfm.

Если крышку снять, откроется следующая картина:

Позволил себе вольность выделить основные элементы блока питания.

Выпрямительный мост GSIB2580 (800 В 25 А);
Два дросселя APFC (145 мкГн);
Две пары из MOSFET IXFH44N50P (500 В 0.014 Ом) и диода DSEP15-06B (600 В 15 А 25 нс) узла APFC;
Два конденсатора APFC - 270 мкФ 450 В, серия KMT (импульсный ток 1.35 A);
Плата контроллера APFC и основного преобразователя;
Два MOSFET IXFH44N50P основного преобразователя;
Силовой трансформатор в исполнении под LLC преобразователь (две секции);
Резонансный конденсатор 0.22 мкФ 630 В, серия MMKP82 ;
Выпрямительный мост на четырех MOSFET IXTQ182N055T (55 В 5 мОм) канала 12 вольт;
Три конденсатора 2700 мкФ 25 В марки (17 мОм, 3.35A) по выходу 12 вольт;
Плата преобразователей 5, 3.3 вольта и выходных разъемов;
Плата мониторинга.

Контроллер дежурного источника определить не удалось, микросхемы в корпусе SOT23-6 имеют сокращенную маркировку. В качестве силового транзистора используется MOSFET TK8A65D (650 В 0.7 Ом), сглаживающий конденсатор 470 мкФ 16 В серии SEPC (10 мОм).

В блоке питания использованы электролитические конденсаторы японских фирм Nippon и Sanyo .

Блок питания содержит много электронных компонентов управления, поэтому в топологии используется три платы управления и мониторинга.

Основной контроллер блока питания содержит микросхемы:

(слева) - контроллер резонансного LLC преобразователя;
(в центре) LM393 - сдвоенный компаратор;
(справа) UCC28061 - контроллер двухфазного узла PFC.

Плата мониторинга

Основной управляющий элемент - однокристальный микропроцессор Atmel ATMEGA88, которая включает в себя 8-канальный аналого-цифровой преобразователь с разрядностью десять бит. Вторая микросхема в корпусе SO-8 - сдвоенный операционный усилитель LM258. В правой части платы расположены два столбца контактов - с противоположной стороны установлена микросхема супервизора PS232.

Плата преобразователей 5, 3.3 вольта и выходных разъемов.

Вид со стороны разъемов:

И с противоположной стороны:

Плата состоит из двух одинаковых DC/DC преобразователей с питанием от общей шины 12 вольт. Контроллеры APW7073 с двумя парами MOSFET APM3109 (30 В, 8 мОм) и APM3116 (30 В, примерно 5 мОм) в каждом преобразователе.

Сглаживающие конденсаторы 1500 мкФ 6.3 В серии SEPC (10 мОм), по три штуки на канал.

LLC преобразователь

В блоке питания «Thunderbolt PLUS 800W Gold» основной преобразователь реализован на резонансном преобразователе LLC типа. Сокращение «LLC» не имеет расшифровки и означает тип резонансного контура L-L-C, т.е. система с двумя резонансными частотами. Технологию работы преобразователя опустим, важнее его свойства - ток через трансформатор имеет форму, близкую к синусоиде, что означает низкий спектр помех в «токовой» составляющей. С точки зрения напряжения тоже есть положительные моменты - при переключении транзисторов ток снижается, что позволяет изменять напряжение на них не так быстро. Затягивание фронтов - еще один способ снизить спектр помех. Но, изменения коснулись не только способа работы преобразователя, трансформатор тоже претерпел существенные модификации.

Чтобы было понятнее, сделаю модель двух типов преобразователей, используемых в блоках питания повышенного качества - резонансный LLC и однотактный прямоходовой преобразователь.

LLC - ток через трансформатор близок к синусоидальному, напряжение - с одной стороны меандр с размахом +/-180 вольт, с другой резонансный контур, т.е. чистый синус амплитудой 100-300 вольт (в зависимости от мощности нагрузки на блок питания).

PWM - ток через трансформатор довольно резкий, повторяет напряжение. Напряжение - прямоугольные импульсы с размахом +/-380 вольт.

Из описания видно, что кроме явного недостатка конструкции трансформатора, PWM система имеет в двое больший размах напряжения, прикладываемого к трансформатору. Кстати, о напряжении - обычно первичная обмотка LLC трансформатора состоит из двух слоев, в результате с перегородкой контактирует средняя часть обмотки, т.е. напряжение помехи в два раза снижено. Иногда, первичную обмотку выполняют из трех слоев, но третий слой не доходит до конца секции, что уменьшает напряжение помехи с половины до 1/3.

Итак, какие моменты приводят к уменьшению уровня помех при переходе к LLC преобразователю:

Малая емкостная связь между обмотками;
Сниженное напряжение высокочастотных составляющих на первичной стороне (в два раза, по сравнению с классическим вариантом однотактного преобразователя);
Снижение уровня помех от фронтов переключения транзисторов;
Упрощение трансформатора;
Удаление из блока питания выходного дросселя, на котором рассеивается значительная мощность.

Модель сделана, а как же результаты?

Полумостовой квазирезонансный блок питания

Для улучшения характеристик импульсных блоков питания, собранных на основе мостовых и полумостовых преобразователей, в частности, уменьшения вероятности возникновения сквозного тока и увеличения КПД, авторы предлагают переводить подобные источники в квазирезонансный режим работы. В описываемой статье приведен практический пример такого блока питания.

Часто для уменьшения габаритов и массы источники питания (ИП) с сетевым трансформатором заменяют импульсными преобразователями напряжения. Выигрыш от этого очевиден: меньшие масса и габариты, существенно меньший расход меди для моточных изделий, высокий КПД ИП. Однако у импульсных ИП есть и недостатки: плохая электромагнитная совместимость, возможность появления сквозного тока через транзисторы в двухтактных преобразователях, необходимость введения цепей защиты от перегрузки по току, сложность запуска на емкостную нагрузку без принятия специальных мер по ограничению зарядного тока.

Рассмотрим на примере двухтактного полумостового автогенераторного преобразователя напряжения , как в определенной мере можно исключить или уменьшить эти недостатки, изменив режим его работы. Переведем преобразователь в квазирезонансный режим работы, введя резонансный контур . Форма тока через первичную обмотку импульсного трансформатора в этом случае показана на рис. 1.

На рис. 2 приведены формы напряжения и тока для одного из коммутирующих транзисторов. Из рисунков видно, что преобразователь работает в квазирезонансном режиме - сквозной ток в этом случае отсутствует.

Напряжение на базе коммутирующего транзистора уменьшается и к окончанию импульса становится равным нулю. Таким образом, переход на квазирезонансный режим работы полностью устраняет динамические потери в коммутирующих транзисторах и проблемы, связанные с электромагнитной совместимостью чувствительных приборов с импульсным ИП, поскольку спектр генерируемых колебаний резко сужается.

Полумостовой преобразователь отличается от двухтактного мостового меньшим числом используемых транзисторов; от двухтактного со средним выводом - вдвое меньшим напряжением на транзисторах. Автогенераторный преобразователь отличается от преобразователей с задающим генератором, прежде всего, минимальным числом элементов, максимально возможным КПД, а применение насыщающегося вспомогательного трансформатора гарантированно исключает возможность появления сквозного тока.

Схема полумостового квазирезонансного ИП, лишенного перечисленных недостатков, показана на рис. 3.

(нажмите для увеличения)

Основные технические характеристики

Интервал изменения напряжения питающей сети, В....198...264
Максимальный КПД, %......92
Выходное напряжение, В, при сопротивлении нагрузки 36 Ом......36
Рабочий интервал частоты преобразования, кГц......12...57
Максимальная выходная мощность, Вт......70
Максимальная амплитуда пульсаций выходного напряжения с рабочей частотой, В......2,2

ИП содержит следующие узлы: помехоподавляющий фильтр С1C2L1, который предотвращает проникновение в питающую сеть высокочастотных пульсаций, создаваемых преобразователем; сетевой выпрямитель VD1 с фильтрующим конденсатором C3; цепи защиты от перегрузки и замыканий в нагрузке R1R2VD2K1U1VD3VD4R6R7C7. Цепь защиты потребляет незначительный ток, поэтому мало влияет на общий КПД источника, но при необходимости КПД можно несколько увеличить, заменив стабилитрон VD2 более высоковольтным. Резисторы R6 и R7 образуют делитель напряжения, необходимый для включения излучающего диода тиристорного оптрона. Если эти постоянные резисторы заменить одним переменным, можно в весьма широких пределах регулировать порог срабатывания защиты. Если предполагается питать нагрузку с большой емкостью (более 5000 мкФ), для исключения ложных срабатываний защиты следует увеличить емкость конденсатора С7, однако время ожидания до включения источника в этом случае возрастет.

Элементы R3, R4, С4, С5 образуют делитель напряжения. Резисторы R3, R4 необходимы для разрядки конденсаторов фильтра C3 и делителя С4С5 после выключения блока питания. Конденсатор С6 и дроссель L2 - резонансная цепь. Запускающая цепь точно такая же, как и в устройстве, описанном в статье . Она состоит из транзистора VT3, резисторов R10-R12 и конденсатора С10. Транзистор VT3 работает в лавинном режиме. Запускающий импульс открывает транзистор VT2, обеспечивая первоначальную асимметрию.

Диоды VD5-VD8 - выходной выпрямитель с фильтрующими конденсаторами C8, C9. Светодиод HL1 индицирует наличие напряжения на выходе ИП. Автогенерация колебаний происходит в результате действия положительной обратной связи с обмотки III трансформатора Т1 на обмотку III трансформатора Т2 через токоограничивающий резистор R9. При уменьшении его сопротивления частота преобразования снижается, что ведет к смещению максимума КПД источника в сторону большей мощности нагрузки.

В устройстве применены конденсаторы К73-17 (C1, C2, C6, C9, С10), К73-11 (C4, C5), К50-32 (C3), К50-24 (C7, C8). Все резисторы - C2-23. Вместо указанных конденсаторов и резисторов возможно применение других компонентов, однако конденсаторы следует выбирать с минимальным тангенсом угла диэлектрических потерь в рабочем интервале частоты преобразования ИП.

Диодный мост VD1 - любой с допустимым прямым током более 1 А и допустимым обратным напряжением не менее 400 В, например BR310. Не исключено и применение дискретных диодов, например КД202Р, соединенных по мостовой схеме. В устройстве лучше всего использовать транзистор КТ315Г (VT3) - с ним запускающая цепь будет работать сразу же, транзистор КТ315Б придется подбирать, а транзисторы КТ315А, КТ315В лучше не применять. Транзисторы КТ826В (VT1, VT2) заменимы любыми из серий КТ826 или КТ812А, КТ812Б. Вследствие малых потерь транзисторы можно не устанавливать на теплоотводы. Диоды выходного выпрямителя КД213А (VD5-VD8) допустимо заменить на КД213Б, КД213В или серий КД2997, КД2999. Их следует установить на теплоотвод с площадью охлаждающей поверхности не менее 10 см2.

В ИП применено электромагнитное реле постоянного тока GBR10.1-11.24 с рабочим напряжением 24 В, способное коммутировать переменный ток 8 А в цепях с напряжением до 250 В. Его можно заменить любым другим с допустимым коммутируемым переменным током не менее 1 А в цепях с напряжением 250 В. Однако желательно применить реле с минимальным током включения для повышения КПД блока питания, поскольку чем меньше ток срабатывания, тем большее сопротивление должны иметь резисторы R1, R2 и меньшая мощность будет рассеиваться на них.

Дроссели L1, L2 и трансформатор Т1 использованы готовые - от старой вычислительной машины ЕС1060: L1 - И5, L2 - 4777026 или 009-01, Т1 - 052-02. Их можно изготовить и самостоятельно. Дроссель L1 наматывают (одновременно две обмотки) на кольцевом магнитопроводе К28х16х9 из феррита (например, марок М2000НМ-А или М2000НМ1-17) или альсифера. Его обмотки содержат по 315 витков провода ПЭВ-2 0,3.

Резонансный дроссель L2 наматывают на кольцевом магнитопроводе К20х10х5 из феррита М2000НМ-А. Его обмотка содержит 13 витков провода ПЭВ-2 0,6.

Трансформатор T1 наматывают на кольцевом магнитопроводе К45х28х8 из феррита М2000НМ1-17. Обмотка I содержит 200 витков провода ПЭВ-2 0,6, обмотка II - 35 витков провода ПЭВ-2 1, обмотка III - 5 витков провода ПЭВ-2 0,6. Порядок намотки обмоток на магнитопровод произвольный. Между обмотками необходимо проложить слой изоляции, например, фторопластовой ленты. Кроме того, трансформатор следует пропитать, например, парафином от свечей или церезином. Это не только повысит электрическую прочность изоляции, но и уменьшит гул, создаваемый источником на холостом ходу.

Трансформатор T2 наматывают на кольцевом магнитопроводе К20х10х5 из феррита М2000НМ-А. Обмотки I и II содержат по семь витков провода ПЭВ-2 0,3 (их наматывают одновременно в два провода), а обмотка III - девять витков провода ПЭВ-2 0,3.

Конструкция ИП может быть произвольная, взаимное расположение элементов на плате не критично. Важно лишь обеспечить хороший приток воздуха к полупроводниковым приборам естественной конвекцией или установить ИП внутри питаемого устройства вблизи вентилятора.

В налаживании описанный ИП практически не нуждается, хотя стоит удостовериться, что преобразователь работает в квазирезонансном режиме. Для этого к выходу блока питания подключают эквивалент нагрузки - резистор мощностью 100 Вт и сопротивлением 36 Ом. Последовательно с конденсатором С6 включают дополнительный резистор сопротивлением 0,1... 1 Ом и мощностью 1...2 Вт. К дополнительному резистору подключают щупы осциллографа: общий - к средней точке делителя напряжения R3R4C4C5, сигнальный - к конденсатору С6. Необходимо убедиться, что осциллограф гальванически не связан с сетью. Если связан, к сети его следует подключить через разделительный трансформатор с коэффициентом трансформации 1:1. В любом случае необходимо соблюдать правила техники безопасности. Подав питание на ИП, убеждаются в наличии колоколообразных импульсов тока с паузой на нуле. Если форма импульсов отличается от показанной на рис. 1, необходимо подобрать число витков дросселя L2 до получения резонанса.

На дополнительном резисторе сопротивлением 0,1 Ом амплитуда импульсов должна быть около 0,1 В. Теперь следует сравнить форму тока и напряжения на коммутирующем транзисторе VT2 с приведенными на рис. 2 графиками. Если они близки по форме, ИП работает в квазирезонансном режиме.

Порог срабатывания защиты можно изменить. Для этого подбирают сопротивление резистора R7 так, чтобы защита срабатывала при требуемом токе нагрузки. Если необходимо, чтобы ИП отключался при мощности в нагрузке меньше 70 Вт, сопротивление резистора R7 следует уменьшить.

Для ограничения тока зарядки конденсатора C3 в момент включения рекомендуем в разрыв любого сетевого провода подключить резистор сопротивлением 5,6... 10 Ом мощностью 2Вт.

Литература

Барабошкин Д. Усовершенствованный экономичный блок питания. - Радио, 1985, № 6, с. 51,52.
Коновалов Е. Квазирезонансный преобразователь напряжения. - Радио, 1996, №2, с. 52-55.

Смотрите другие статьи раздела .

Предыдущая статья: "потеря этого человека аукнется для всей страны" Всемирный день русского единения Следующая статья: Хаос и порядок: фрактальный мир